现代无线发射机大多数采用正交上变频器，发射构架可分为三种，直接射频发射、超外差发射和直接中频发射构架。其核心均为正交调制，射频正交调制后再发射相比传统的直接混频（如AM）减少了带宽占用。

参考文档：《The Advantages of Using a Quadrature Digital Upconverter (QDUC) in Point-to-Point Microwave Transmit Systems 》 https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/application-notes/AN-0996.pdf 《A Study of Injection Pulling and Locking in Oscillators》

如果将基带信号直接与本振上混频，进行频谱搬移后发射，对于功能实现上没有问题，这也是混频器工作的基本方式，但有一个很大弊端，那就是存在多余的镜像频带占用（就是我们常说的混频后既有和频也有差频），造成的频谱资源浪费，因此正交调制十分必要。考虑如下最简单的情况（不考虑幅相不一致性）：

本振信号： f ( t ) = c o s ( 2 π f 1 t ) f(t)=cos(2πf_1 t) f(t)=cos(2πf1​t) 待调制的基带信号: s ( t ) = c o s ( 2 π f 2 t ) s(t)=cos(2πf_2 t) s(t)=cos(2πf2​t) 对于一个理想的混频器（乘法器），输出等于输入信号相乘，暂不考虑本振泄露和其它杂散，基带信号与本振经混频器相乘有： y ( t ) = f ( t ) ∗ s ( t ) = c o s ( 2 π f 1 t ) ∗ c o s ( 2 π f 2 t ) y(t)=f(t)*s(t)=cos(2πf_1 t)*cos(2πf_2 t) y(t)=f(t)∗s(t)=cos(2πf1​t)∗cos(2πf2​t) = 1 2 ∗ { c o s [ 2 π ( f 1 + f 2 ) t ] + c o s [ 2 π ( f 1 − f 2 ) t ] } =\frac{1}{2}* \{cos[2π(f_1+f_2) t] + cos[2π(f_1-f_2) t]\} =21​∗{cos[2π(f1​+f2​)t]+cos[2π(f1​−f2​)t]} 由上式结果可以看到，混频器输出包含两项，一个和频（f1+f2），一个差频（f1-f2）,显然其中一个是多余的，如果是零频开始的基带信号，通过滤波器模拟电路并不能很好的滤除无用的另一半，存在着上述的镜像频带占用现象，因此从混频器输出的数学公式入手，我们只保留差频分量，即如下项： c o s [ 2 π ( f 1 − f 2 ) t ] = c o s ( 2 π f 1 t ) ∗ c o s ( 2 π f 2 t ) + s i n ( 2 π f 1 t ) ∗ s i n ( 2 π f 2 t ) cos[2π(f_1-f_2) t]=cos(2πf_1 t)*cos(2πf_2 t)+sin(2πf_1 t)*sin(2πf_2 t) cos[2π(f1​−f2​)t]=cos(2πf1​t)∗cos(2πf2​t)+sin(2πf1​t)∗sin(2πf2​t) 上面公式说明，如果想在发射的频谱中只包含差路分量，不造成频谱浪费，就要按照如上三角变换的子项进行组合： 这就是很熟悉的正交调制框图，I、Q两路分别对应基带信号的余弦正弦项，本振信号则经过90°移相器实现，经过两路乘法器和加法器后输出，得到的即为上述公式结果，只含差频，消除了多余的频谱分量。

直接变频发射的正交调制器工作在射频频段，优势在于相较于外差形式电路结构简单，低成本（节省了一级或多级混频），缺点也很多，DAC双路输出存在的不一致性，对于DAC输出端的重构滤波器的相位延时无法精密一致，造成IQ路的不平衡，因此需要通过控制DAC输出的自动算法来矫正，且存在本振泄露，而通常泄露的本振频率也是在末级BPF带通滤波器之内无法滤除。另外，末级功率放大输出对本振存在频率注入牵引（ injection pulling）现象，可能会导致本振锁定在输出的临近频率上，偏离固有频率，这种现象可通过良好的板内或板间隔离将这种耦合减小，IQ的不平衡问题也随着精密模拟器件的发展而可以接受。 软件无线电领域的经典集成收发器AD9361，采用的正是这种架构。

超外差发射构架的正交调制器工作在中频频段，相比直接射频发射工作频率更低，改善了调制器性能，且输出级的中频滤波器和输出带通滤波器可配合设计，灵活抑制谐波杂散，同时一般设计中频本振IF和射频本振LO差距较大，且采用较高中频，这样混频后，更利于输出带通滤波器滤除泄露的本振而不影响有用频率，这种构架在IQ路平衡性问题上与上述的直接变频发射机相似，没有改善。

通过正交数字上变频器（QDUC），可实现I、Q的精确匹配，IF的LO泄露极低。且NCO的调谐分辨率可以非常精确，实际发射频率的调谐可通过控制NCO实现，可以精确、快速调频，既继承了超外差式的优点，又克服了传统模拟电路IQ不一致的缺点，因此许多射频DAC和RFSoC采用的正是这种架构，但其对数字域的处理能力和链路速度要求较高。 如上图，RFSoC构成的无线收发系统，采用的为直接中频发射构架。

参考网址：https://files.ettus.com/manual/page_zbx.html#zbx_pwr_cal X410的收发系统包括RFSoC片上高速ADC、DAC及外置两级混频外差电路，级间嵌入不同频段的模拟滤波器，由模拟开关控制，射频通道输出范围1MHz~7.2GHz，模拟带宽达到400MHz，输出功率的动态范围由PA功率放大器和DSA数控衰减器控制（60dB），多级变频的结构可以在上述直接中频发射机基础上输出频率更为灵活地抑制混频镜像杂散。

正交射频调制是现代无线收发机（软件无线电）的主流手段，关于正交调制，应用在通信领域的太多方面，本文只是从射频发射机的频谱利用优势角度讲述。